圖（a）所示電路中，VF1是一次側(cè)主MOSFET，來自PWM集成控制器的脈沖使其通／斷工作。為使VF2的通／斷時(shí)間與VF1相反，增設(shè)雙向延時(shí)電路S1。現(xiàn)假設(shè)VF1為截止?fàn)顟B(tài)，VF2為導(dǎo)通狀態(tài)，吸收電容Cr充電到VF1的漏極－源極間電壓，由此，也吸收加在VF1上的浪涌電壓。在由延時(shí)電路確定的延時(shí)時(shí)間后VF2截止，但這時(shí)，Cr兩端電壓等于加在VF1上的電壓，因此，為零電壓和零電流開關(guān)器件斷開方式。

VF1截止后，二次側(cè)二極管VD2的電流降為零，變壓器無勵(lì)磁能量。此時(shí)一次主繞組N1感應(yīng)的回掃電壓變?yōu)榱悖愿哂贑1上電壓進(jìn)行充電的吸收電容C1對一次主繞組N1反向放電，這樣，放電電流經(jīng)VF2的寄生二極管（虛線所示）流通。Cr放電開始時(shí)，VF2必須截止。由于Cr放電，電容Cr與一次主繞組的電感Lp產(chǎn)生諧振。

（a）原理電路；（b）實(shí)用電路

圖 控制吸收電容充放電的電路圖

若VF2為導(dǎo)通狀態(tài)，諧振繼續(xù)衰減振蕩，但VF2截止?fàn)顟B(tài)時(shí)，電容Cr兩端電壓為零時(shí)振蕩停止。若Cr停止諧振，則以VF1和VF2的輸入較小容量電容繼續(xù)產(chǎn)生較短周期的諧振。VF1再度導(dǎo)通時(shí)，軔小電容放電電流流經(jīng)VF1本身而消耗掉。VF1導(dǎo)通時(shí)，其小容量電容充電的電壓隨導(dǎo)通時(shí)間而改變，但Cr兩端電壓降到最低電壓，因此，可以減小Cr產(chǎn)生的損耗。也就是說，即使采用較大容量的電容Cr損耗也不會(huì)增大。

圖（a）所示為采用VF2寄生二極管使Cr放電形式的電路。一般的M0S－FET寄生二極管恢復(fù)特性不適宜高頻，因此，增設(shè)低耗二極管作為電容放電二極管，即圖（b）中的二極管VD1。為使放電電流全部流經(jīng)二極管VD1，在VF2回路中增加了逆阻斷二極管VD2．逆阻斷二極管VD2的耐壓大于VD1的正向壓降即可，因此，選用肖特基二極管（SBD）。另外，雙向延時(shí)元件宜采用可飽和電抗器，延時(shí)元件和YF2的輸入電容共同決定延時(shí)時(shí)間，需要較長延時(shí)時(shí)間時(shí)，可在柵極增接電容。輸出電流一減小，VF1的導(dǎo)通時(shí)間就變短。這導(dǎo)通時(shí)間若短于延時(shí)時(shí)間，則VF1截止后，VF2導(dǎo)通，因此，VF1漏極－源極間電壓UDS的波形偏離正常波形，功耗也稍增大。為降低最小輸出電流，延時(shí)時(shí)間要非常短，這樣，就不能充分有效利用電容Cr。這里，作為大致目標(biāo)，最小輸出電流設(shè)定為最大輸出電流的2％～3％。
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